两级式单相光伏并网系统的设计方案.doc

两级式单相光伏并网系统的设计方案1.1 系统的总体设计根据实际情况，本论文选择了无变压器的两级结构，即前级DC/DC变换器和后级DC/AC逆变器，两部分通过DClink连接。前级的DC/DC模块采用Boost拓扑结构，后级的DC/AC逆变器采用逆变全桥实现逆变，向电网输送功率。系统的控制部分由以TMS320F2812为核心的控制单元完成。系统的结构图如图3-1所示。图 3-1 光伏并网发电系统的结构图1.2 主电路设计光伏并网发电系统主电路的拓扑结构图如图3-5所示。光伏阵列输出的额定直流电压为50-80V之间，通过DC/DC变换器转换为DClink的直流电。后级的DC/AC逆变器，采用逆变全桥，作用是将DClink直流电转换为220V/50Hz的正弦交流电，实现逆变向电网输送功率。DClink的作用除了连接DC/DC变换器和DC/AC逆变器，还实现了功率的传递。前级DC/DC变换器，可选择的形式有降压式变换电路(Buck Converter)，升压式变换电路(Boost Converter)，升降压式变换电路(Boost-Buck Converter)，库克式变换电路(Cuk Converter)等。由于Buck电路的输入工作在断续状态下，若不加入储能电容，光伏阵列的工作时断时续，不能工作在最佳工作状态，加入了储能电容后，Buck电路功率开关断开时光伏阵列对储能电容充电，使太阳能电池始终处于发电状态，此时调节Buck电路占空比才能有效跟踪最大功率点，因此储能电容对于利用Buck电路实现MPPT功能是必不可少的，然而在大负荷情况下，储能电容始终处于大电流充放电的状态，对其可靠工作不利，同时由于储能电容通常为电解电容，增大了MPPT装置的体积，使整个系统变得笨重。此外，后级DC/AC电路为了能得到正常的输入工作电压，前级的输出电压不能太低，而光伏阵列的电压随着日照等因素变动较大，其输出电压低时若通过Buck电路降压，则逆变器无法工作，所以不采用Buck电路。相比之下，Boost变换器可以始终工作在输入电流连续的状态下，只要输入电感足够大，电感上的纹波电流小到接近平滑的直流电流，因此只需加入通量较小的无感电容甚至不加电容，避免了加电容带来的弊端。Boost电路简单，功率开关器件的驱动设计方便，因此，选用Boost升压电路12。1.2.1 前级（DC/DC）电路的工作原理（1）电路原理图Boost电路的原理图如图3-2所示。Boost电路由开关管Q1，二极管D，电感L，电容C组成。Boost电路的作用是将电压升压，其中，是光伏阵列的输出电压，是Boost电路的输出电压。图 3-2 Boost电路原理图（2）工作过程在每个斩波周期内，开关管Ql导通、关断各一次。开关管Q1导通时，等效电路如图4-3(a)所示，流过电感L的电流为，在电感未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感L中。此时，由于二极管阳极接在电源负极，二极管关断，电容C只能向电阻RL放电，提供电阻电流。当二极管关断时，其等效电路如图4-3(b)所示，由于流过电感的电流不能突变，电感L两端的电压极性改变，此时，电源和电感串联，向电容和电阻供电。简言之，开关管Q1导通时，二极管反偏，输出级隔离，由输入端向电感提供能量；开关管Q1断开时，输出级吸收来自电感和输入端的能量。图 3-3 Boost电路的工作过程根据上述分析，列出工作过程中的关系表达式如下： （3-1）式中，为开关管的开关周期；为占空比；为开关管的导通时间；为开关管的截止时间。整理后得 （3-2）（3）工作原理根据电感电流在周期开始是否从零开始，是否连续，可分为连续的工作状态或不连续的工作状态两种模式。由于电路在断续工作时，电感电流的不连续意味着光伏阵列输出的电能在每个周期内都有一部分被浪费了，而且纹波也会大些。因此一般把Boost电路设计为连续导通的工作状态。1.2.2 后级（DC/AC）电路的工作原理（1）电路原理图光伏并网发电系统的逆变器采用单相全桥逆变器结构，其拓扑结构图如图4-4所示。图 3-4 单相全桥逆变器的拓扑结构（2）工作原理如图4-4所示是单相全桥并网逆变器主电路结构图，其中是电网电压，是输入的恒定的直流电压，是逆变器的输出电压，是从逆变器输出到电网的电流。为交流输出电感，为直流测支撑电容，即前级Boost电路的输出电容，T1T4是主开关管，DlD4是其反并联二极管。对四个开关管进行适当的PWM控制，就可以调节为正弦波，并且与电网电压保持同相位。光伏并网发电系统要求在并网逆变器的输出侧实现功率因数为1，波形为正弦波，输出电流与网压同频同相，其控制策略与一般独立的电压型逆变器的控制策略有所不同，如图3-4中，每个开关器件上都反并联一个二极管，起着续流的作用。交流侧电感的作用在于：(1)有效抑制输出电流的过分波动；(2)将开关动作所产生的高频电流成分滤除；(3)由于输出电感的存在，输出电流的基波分量在其上产生一个电压，这样，变换器的输出电压的基波和电网电压之间将产生一个位移量，通过PWM控制开关器件使变换器的输出电压满足上述的矢量关系，这样在理论上可以实现输出电流与电网电压同频同相。本论文采用脉宽调制方式，通过控制开关器件TlT4的导通和关断时间，实现能量从并网逆变器向电网传递，达到输出功率因数为l的目的。图 3-5 系统主电路的拓扑结构1.3 控制电路的设计本文前级DC/DC控制部分采用了扰动观察法，在光伏组件正常工作时，以微小电压波动不断扰动光伏组件输出电压，在输出电压变化的同时，检测输出功率变化的方向，从而确定下一步扰动方向，决定下一步输出电压参考值的大小。而后通过三角波比较法实现PWM控制。后级DC/AC控制部分采用了电压电流双环控制电路。外环电压环是理想输出电压360v，采样到的输出电压与参考电压比较作为PI调节器的输入。由于电感电流等于滤波电容电流和负载电流之和, 所以取电感电流反馈, 这种反馈能使系统有很强的动态响应和负载适应能力。同时电感电流反馈直接反映了IGBT 管上电流的变化, 使得该方案具与有快速的限流保护能力, 系统的可靠性得到了提高。使用DSP来产生PWM信号。DSP的PWM信号的产生过程是l4：为了产生PWM信号，使用一个定时器来重复PWM的周期，用一个比较寄存器来存放调制值。定时器计数器的值不断地与比较寄存器的值进行比较，当两值匹配时，相关输出产生从低到高(或从高到低)的变化。当第二次匹配产生或周期结束时，相关引脚会产生另一个变化(从高到低或从低到高)。输出信号的变化时间由比较寄存器的值决定。这个过程在每个定时器周期按照比较寄存器不同的值重复，这样便产生了PWM信号。1.1.1 TMS320F2812的介绍控制电路的核心器件采用美国Texas Instruments Incorporated(TI公司)的TMS320F2812DSP(简称2812)。这是TI公司推出32位定点DSP芯片，它不但运行速度高，处理功能强大，并且具有丰富的片内外围设备，便于接口和模块化设计，其性价比极高。它既具有数字信号处理能力，又具有强大的事件管理能力和嵌入式控制功能，特别适用于有大批量数据处理的测控场合。选用2812符合本系统的要求。TMS320F2812的主要资源配置如下13-15：l 内置振荡电路和PLL电路；看门狗/实时中断模块；两个事件管理器模块EVA和EVB，每个事件管理器均包括如下资源：两个16位通用定时器；8个16位的脉宽调制通道，可以实现三相反相器控制、PWM的中心或边缘校正、可编程PWM死区功能、对外部事件进行定时捕获的3个捕获单元、片内光电编码器接口电路及中断电路等。l CPU 内核包括32位中央算术逻辑单元，16位16位和 32位32位的乘且累加操作，8个辅助寄存器；哈佛总线结构，四级流水线；快速中断响应和处理能力；统一寻址模式，4MB 的程序数据寻址空间；高效的代码转换功能，支持C/C+以及汇编语言；l 丰富的片内存储器，包括 8K16位的 Flash 存储器、1K16位的OTP型只读存储器、两块4K16位的单口随机存储器（L0和L1）、一块8K16位的单口随机存储器（H0）、两块 1K16 位单口随机存储器（M0和M1）；4K16位根只读存储器（BOOT ROM）；l 片外可扩展高达1M的存储容量，有编程等待状态、读/写信号选通时序可编程及3个独立的片选信号；l 内置 A/D 转换器具有16个模拟输入通道。A/D 转换器具有自动排序功能，有两个对立的最多可选择8个模拟转换通道的排序器，双排序器可在对立模式下工作，也可以级联后组成最多可选择16个通道的模式，可通过编程来选择需要转换的通道。可通过软件、EVA、VEB 和外部引脚多个触发源触发启动 A/D 转换器；最快转换时间80ns。l 多达56个独立可编程复用的通用I/O引脚（GPIO）；12位的模/数转换模块，模/数转换模块单路转换时间60ns，单个的转换时间200ns；串行通信模块，包括串行外设接口（SPI）、两个 UART 接口模块（SCI）、增强的 eCAN 2.0 接口模块、多通道缓冲模块（McBSP）；功能强大的外部中断扩展模块，可支持96个外部中断。1.1.2 数字PI调节器的设计1.数字PI算法数字PI控制是用计算机实现PI控制，即把模拟PI控制规律数字化。对于连续PI控制，用时间域来表示，其控制表达式为： （3-3）式中 PI调节器输出量； 给定值与反馈值的误差； 比例系数； 积分时间；也可以写成： （3-4）式中 比例系数； 积分系数，计算机控制是一种采样控制，算式中的积分运算只能用数值计算方法逼近，如积分项可以用矩形代替或梯形合式代替。只要采样周期T取得足够小，这种逼近可以相当精确，其表达式如下： （3-5）同样算式也可以写成： （3-6）其中：积分时间的物理意义:对输入进行累计，达到比例作用大小所需时间。越小，积分越强，反之越大，积分作用越弱。积分有利于提高精度，但对稳定性有影响。下面递推PI算式。第k-1时刻Pl算式为 （3-7）式（3-6）减式（3-7）则有： （3-8）则递推PI算式为： （3-9） （3-10）其中：在按式(3-10)编写PI算式程序时，可以根据预先确定的、的值，计算出、的值，并将其存入内存中固定的存储单元，并设置初始值。在式(3-10)表示的PI算式中，控制作用的比例、积分部分是相互独立的，因此不仅易于理解，也便于检查参数变化对控制效果的影响。 2.数字PI调节器参数整定整定即调节P、I参数，选择采样周期T，使得控制系统的性能指标达到要求。整定方法有两类：理论计算和工程整定方法16。理论计算要求已知各个环节的传递函数，计算比较繁琐；工程整定法是在实验和经验中总结出来的方法，简单、方便，工程实际中广泛采用。下面介绍工程中常用的试凑法和扩充临界比例法。(l)试凑法试凑法是通过模拟或闭环运行(如果允许的话)观察系统的响应曲线，反复试凑参数，以达到满意的响应，从而确定PI参数。增大比例系数，一般将加大系统的响应，在有静差的情况下有利于减小静差。但过大的比例系数会使系统有较大的超调，并产生振荡，使稳定性变差。增大将减慢消除静差的过程，但有利于减小超调，减小振荡。在试凑时，可参考以上规律，对参数实行先比例、后积分的整定步骤。1)将比例系数由小变大，并观察相应的系统响应，直至得到反应快、超调小的响应曲线。如果系统没有静差或静差已小到许可范围内，并且响应曲线已属满意，那么只需用比例调节器即可，比例系数可由此确定。2)如果系统的静差不能满足设计要求，则须在比例调节的基础上加入积分环节。整定时首先置积分时间为一较大值，并将经第一步整定得到的比例系数略微缩小(如缩小为原值的80%)，然后减小积分时间，使在保持系统良好动态性能的情况下，静差得到消除。在此过程中，可根据响应曲线的好坏反复改变比例系数与积分时间，以得到较好的控制效果。PI调节器的参数可以有各种不同的搭配，用不同的整定参数有可能得到同样的控制效果，只要被控过程主要指标已达到设计要求即可。(2)扩充临界比例法首先，将调节器选纯比例调节器，形成闭环，改变比例系数，是系统对阶跃输入的响应达到临界振荡状态，将这时的比例系统记为，临界振荡的周期记为，根据齐格勒一尼科尔斯提供的经验公式，即可由这两个基准参数得到不同类型调节器的调节参数。这种临界比例法给出了模拟调节器的参数整定。用于数字PI调节器时，所提供的参数原则也是通用的，但根据控制过程离散化程度，可将这一方法扩充。l)预选一个足够短的采样周期T，具体说就是选择采样周期为被控对象纯滞后时间的1/10以下。2)做纯比例控制，并逐渐加大的值，是系统出现临界振荡，记下使系统发生振荡的临界值和系统的临界振荡周期。3)选择控制度。所谓控制度，是以模拟调节器为基准，将数字控制器的控制效果与模拟调节器的控制效果相比较，是数字控制器和模拟调节器所对应的过渡过程的误差平方的积分比，即： （3-11）实际应用中并不需要计算出两个误差平方的积分，控制度仅是表示控制效果的物理概念。通常当控制度Q=1.05时，数字控制器和模拟控制器的控制效果相当;当控制度Q=2.0时，数字控制器比模拟调节器的控制质量差。4)如下表，求出，的值。表 3-1 扩充临界比例法整定参数表(衰减比n=4:l)控制度控制规律1.05PI0.030.530.881.20PI0.050.490.911.50PI0.140.420.992.0PI0.220.361.05