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1、毕业设计(论文)题目单相车载逆变电源的设计学院电气与电子工程学院专业班级电气工程及其自动化120311学号姓名 执烹指导教师wli二。一六年六月八日的损耗小:导通时,电压低电流大;关断时,电压高电流小。PWM开关电源 的工作过程是通过斩波,即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值 的脉冲电压来实现。脉冲的占空比由开关电源的控制器调节。一旦输入电压被 斩成交流方波,其幅值就可以通过变压器来升高或者降低。最后这些交流波形 经过整流滤波后就可以得到直流输出电压。在PWM逆变器中,体积和重量主 要取决于变压器和交流滤波电感,减小变压器和交流滤波器体积和重量的有效 方法就是提高开关频率,所以高频化是逆
2、变电源的主要趋势之一。虽然提高开 关频率能够减小变压器的体积和重量,但同时也带来了一些问题,比方导致开 关损耗增加,电磁干扰增大,导致邻近效应加强,以及磁性元件的寄生参数等 问题。其中最主要的问题就是开关损耗和电磁干扰。针对这些问题,国内外有 两种有效的解决策略:一是提高开关器件的开关速度;二是谐振软开关技术, 利用谐振或准谐振方式使开关管工作在ZVS或ZCS状态。但是最早的谐振技 术并不能工作在PWM方式,这就违背了软开关技术的最终目的,即将软开关 技术应用到PWM逆变器中,实现脉宽调制PWM软开关技术。逆变电源开展 趋势除了高频化、高效率之外,还有以下几方面12:高可靠性:包括较高稳定性与
3、较低的电磁干扰。我们知道,对于任何一个 系统,尤其是电源系统,稳定性是最重要的,只有保证了稳定性才能谈其他性 能,因此,高稳定性必然是逆变电源的开展趋势之一;而且,车载逆变器是在 汽车内使用的,由于汽车内的自身电子线路繁多,电磁干扰大的话后果很严 重,因此车载逆变器低电磁干扰是其开展趋势之一。低噪声:目前逆变电源的缺点之一是噪声大。虽然提高逆变电源的开关频 率可以减小变压器和交流滤波器体积和重量,但同时也增加了电源的噪声,在 追求享受生活的今天,噪声太大的车载电源产品肯定没有市场,据分析,局部 谐振技术可以在提高频率的同时减小噪声,因此,一种体积小、噪声低的产品 无疑是很有市场前景的,是逆变电
4、源的又一开展方向。数字化:传统的模拟控制技术存在着很多缺乏,比方元件分散可靠性差、 控制系统一致性差、器件易老化导致输出性能下降等等。DSP控制器的出现使 逆变电源实现数字控制成为了可能,DSP能够实时地读取逆变电源的输出,并 实时地计算出PWM输出值,这就使得一些先进的控制策略得以应用于逆变电 源的控制中,这也成为了逆变电源的开展趋势。1.4前存在的逆变方式以及逆变电路结构现代逆变方式的种类很多,可以按照不同的形式进行分类。其主要的分类 方式如下口3-16:1)按逆变器输出交流的频率可以分为工频逆变、中频逆变和高频逆变。工 频逆变一般指50-60HZ的逆变器;中频逆变的频率一般为400Hz到
5、十几 kHz ;高频逆变器的频率那么一般为十几KHz到MHz。2)按输出相数可分为单相电路和三相电路。3)当逆变器电路输出的交流电能直接作用于负载时,称为无源逆变;凡输 出电能接在公共交流电网时,那么称有源逆变。4 )按逆变主电路的形式可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式逆变。5)按功率器件的可控程度,可分为半控型逆变和全控型逆变。6)按输出稳定的参量,可分为电压源和电流源两类。7)按输出电压或电流的波形,可分为正弦输出逆变和非正弦输出逆变。8)按控制方式,可分为调频式(PFM)逆变和调脉宽式(PWM)逆变。9)按开关电路的工作方式,可分为谐振式逆变、定频硬开关式逆变和定频 软开关式逆变。逆变
6、的直接功能是将直流电变换成交流电。逆变系统的核心是逆变开关电 路,或者叫逆变电路,通过电力电子的导通与关断,完成逆变的功能。电力电 子开关器件的通断,需要一定的驱动脉冲,这些脉冲可以通过改变一个电压信 号来调节,产生和调节脉冲的电路通常称为控制电路。逆变电路中,除了逆变 电路和控制电路之外,还要有保护电路、辅助电路、输入电路、输出电路等 等,如下列图所示口刀。逆变主电路输入为直流电,可以是直流电网、蓄电持贮存的直流电,或者 是直流发电机发出的直流电,此时输入电路包括滤波电路和EMI电路;如果是 交流电网整流后获得的直流电,那么除了滤波和EMI电路外,首先还要有整流电 路。输出电路一般都包括输出
7、滤波电路和EMI电路,对直流负载的逆变系统还 包括输出整流电路。对于开环的逆变系统,输出量不用反响到控制电路,而对 于闭环控制系统,输出量还要反响到控制电路。3 .控制电路控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变器开关 管的导通和关断,从而配合逆变主电路完成逆变功能。在逆变系统中,控制电 路和逆变主电路同样重要。4 .辅助电路和保护电路辅助电源的功能是将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作的直流电 压。可以采用工频降压、整流、线性稳压的方式,或DC / DC变换器。保护电 路主要包括:输入过压、欠压保护;输出过压、欠压保护;过载保护;过流和 短路保护;过热保护。5,逆变主电
8、路逆变主电路是由开关器件等组成的变换电路,分为非隔离式和隔离式两 类。1.5主要内容本文第一章介绍了车载逆变电源的选题背景以及研究意义和目的,并且阐 述了目前存在的逆变方式。第二章介绍了本次设计所涉及到的一局部工作原 理,如SPWM的生成方法。并且详细介绍了电路的换流方式。第三章是本次 设计的最主要的局部之一,详细介绍了车载逆变电源的硬件设计,分别介绍了 主控制器的设计方法,DC-DC模块,DC-AC模块,保护模块的设计。第四章 是本文的软件设计局部,介绍了开发环境以及STC12C5410AD的程序。第五 章是本文的实验结果,并且进行了适当的分析。第二章工作原理逆变电路的基本工作原理以单相桥式
9、逆变电路为例,SI S,是桥式电路的4个臂,由电力电子器件 及辅助电路组成。S、S闭合,S2、S3断开时,负载电压U。为正;S、S,断 开,S2、S3闭合时,U。为负,把直流电变成了交流电。改变两组开关切换频 率,可改变输出频率。V1尹“ VT3vt2 5乙U。a)2-1逆变电路及其波形举例电阻负载时,负载电流i。和明的波形相同,相位也相同。阻感负载时,i0 滞后于U0 ,波形也不同(图2-lb)。时刻断开加、S4 ,合上S2、S3 , U。变 负,但i。不能立刻反向。i。从电源负极流出,经S2、负载和S3流回正极,负载 电感能量向电源反响,逐渐减小,t2时刻降为零,之后才反向并增大a- 20
10、 O换流方式电流从一个支路向另一个支路转移的过程称为换流,也称换相。适当的门 极驱动信号就可使其开通称为开通,全控型器件可通过门极关断。半控型器件如晶闸管,必须利用外部条件才能关断,一般在晶闸管电流过零后施加一定时 间反压,才能关断。研究换流方式主要是研究如何使器件关断。换流方式主要有三种:1、器件换流利用全控型器件的自关断能力进行换流。2、电网换流由电网提供换流电压称为电网换流。可控整流电路、交流调压电路和采用 相控方式的交交变频电路,不需器件具有门极可关断能力,也不需要为换流附 加元件。3、负载换流由负载提供换流电压称为负载换流。负载电流相位超前于负载电压的场合,都可实现负载换流。负载为电
11、容性负载时,负载为同步电动机时,可实现 负载换流。s,i()S2ka)S4图2-2负载换流电路及其工作波形基本的负载换流逆变电路,采用晶闸管,电阻电感串联后再和电容并联, 工作在接近并联谐振状态而略呈容性。电容为改善负载功率因数使其略呈容性 而接入,直流侧串入大电感Ld , id基本没有脉动。其工作过程为,4个臂的切换仅使电流路径改变,负载电流基本呈矩形波。负载工作在对基波电流接近并 联谐振的状态,对基波阻抗很大,对谐波阻抗很小,U0波形接近正弦。1前 VT、VT,通,VT2x VT3断,U。、i均为正,VT2s VT3电压即为U。1时触发 VT2s VT3使其开通,U0加到VT、VT,上使其
12、承受反压而关断,电流从VI;、 VT4换到VT?、VT3。时刻必须在U。过零前并留有足够裕量,才能使换流顺利 完成21-22。4、强迫换流设置附加的换流电路,给欲关断的晶闸管强迫施加反向电压或反向电流的 换流方式称为强迫换流。通常利用附加电容上储存的能量来实现,也称为电容换流。直接耦合式强迫换流由换流电路内电容提供换流电压。VT通态 时,先给电容C充电。合上S就可使晶闸管被施加反压而关断。CVT“ 丁2-3直接耦合式强迫换流原理给晶闸管加上反向电压而使其关断的换流也叫电压换流(图2-3 )。先使 晶闸管电流减为零,然后通过反并联二极管使其加反压的换流叫电流换流。器 件换流适用于全控型器件。其余
13、三种方式针对晶闸管。器件换流和强迫换流属 于自换流。电网换流和负载换流属于外部换流。当电流不是从一个支路向另一 个支路转移,而是在支路内部终止流通而变为零,那么称为熄灭。2.1.1 全桥逆变电路a)a)2-4单相全桥逆变电路的移相调压方式图2-4 ,两个半桥电路的组合。1和4 一对,2和3另一对,成对桥臂同 时导通,交替各导通180o U。波形如图2-4 b0半桥电路的U ,幅值高出一 倍Um二5。i。波形和图2-4 b中的i。相同,幅值增加一倍,单相逆变电路中应 用最多的。输出电压定量分析(2-1)(2-2)(2-3)U。成傅里叶级数U() =(sin(wt) + sin(3wt) + si
14、n(5wt) H)k35其中基波幅值和基波有效值分别为:4UUolm= = 1.27Ud712V2U.U|= = 0.9Ud兀U。为正负各180时,要改变输出电压有效值只能改变L来实现。可采用 移相方式调节逆变电路的输出电压,称为移相调压。各栅极信号为1800正 偏,180反偏,且Y和V?互补,V3和V4互补关系不变。V3的基极信号只比Y 落后q ( 0q 180) , V3x V,的栅极信号分别比V2、Y的前移180-q , U0成 为正负各为q的脉冲,改变q即可调节输出电压有效值Pl。2.2 SPWM逆变器的工作原理正弦脉宽调制法(SPWM )是将每一正弦周期内的多个脉冲作自然或规那么 的
15、宽度调制,使其依次调制出相当于正弦函数值的相位角和面积等效于正弦波 的脉冲序列,形成等幅不等宽的正弦化电流输出。其中每周基波与所含调制输 出的脉冲总数之比即为载波比。其调制原理(以单相为例):以正弦波作为逆 变器输出的期望波形,以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波,并用频 率和期望波相同的正弦波作为调制波,当调制波与载波相交时,由它们的交点 确定逆变器开关器件的通断时刻,从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边 窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。矩形波的面积按正弦规率变化。这种 调制方法称作正弦波脉宽调制(简称SPWM ),这种序列的矩形波称作 SPWM 波24-26。UIwtOwt2-5
16、 PWM的调制的原理等效原理即如图2-5所示,把正弦分成n等分,每一区间的面积用与其相 等的等幅不等宽的矩形面积代替,正弦的正负半周均如此处理。SPWM控制 技术有单极性控制和双极性控制两种方式。如果在正弦调制波的半个周期内, 三角载波只在正或负的一种极性范围内变化,所得的SPWM波也只处于一个 极性的范围内,叫做单极性控制方式。如果在正弦调制波的半个周期内,三角 载波在正负极性之间连续变化,那么SPWM波也在正负之间变化,叫做双极性 控制方式。正弦脉宽调制的特点是脉宽调制是以逆变器的功率器件的快速而有 规律的开关,形成一系列有规那么的矩形方波,以和期望的控制电压等效。其特 点是基波分量大,2
17、N-1次以下谐波得到有效的拟制,输出电流接近正弦波。 SPWM的概念在进行脉宽调制时,使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。 当正弦值为最大值时,脉冲的宽度也最大,而脉冲间的间隔那么最小,反之,当 正弦值较小时,脉冲的宽度也小,而脉冲间的间隔那么较大,这样的电压脉冲系 列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小,称为正弦波脉宽调制。SPWM 脉冲系列中,各脉冲的宽度以及相互间的间隔宽度是由正弦波(基准波或调制波) 和等腰三角波(载波)的交点来决定的。2.2.1 单双极性SPWM法单极性SPWM法图2-6单极性PWM波曲线u1是正弦调制波,其周期决定于需要的调频比kf ,振幅值决定于ku , 曲线但
18、凡采用等腰三角波的载波,其周期决定于载波频率,振幅不变,等于 ku=l时正弦调制波的振幅值,每半周期内所有三角波的极性均相同(即单极 性)。调制波和载波的交点,决定了 SPWM脉冲系列的宽度和脉冲的间隔宽 度,每半周期内的脉冲系列也是单极性的。在每半个周期内,逆变桥同一桥臂 的两个逆变器件中,只有一个器件按脉冲的规律时通时断地工作,另一个完全 截止;而在另半个周期内,两个器件的工况正好相反,流经负载的便是正、负 交替的交变电流。(2双极型SPWM法调制波仍为正弦波,其周期决定于kf ,振幅决定于,载波为双极性的等 腰三角波,其周期决定于载波频率,振幅不变,与院=1时正弦波的振幅值相 等。调制波
19、与载波的交点决定了逆变桥输出相电压的脉冲序列,此脉冲序列也 是双极性的,但是,由相电压合成为线电压(n=Ua-Ub,Ubc二4一上, =UUa) 时,所得到的线电压脉冲序列却是单极性的。逆变桥在工作时,同一桥臂的两 个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断,毫不停息,而流 过负载的是按线电压规律变化的交变电流2刀。(3)实施SPWM的基本要求必须实时地计算调制波(正弦波)和载波(三角波)的所有交点的时间坐标,根 据计算结果,有序地向逆变桥中各逆变器件发出通和断的动作指令。 调节频率时,一方面,调制波与载波的周期要同时改变;另一方面,调制波的 振幅要随频率而变,而载波的振幅那么不变,
20、所以,每次调节后,交点的时间坐 标都必须重新计算。2.2.2 SPWM 的 控 制 方 法采用高开关频率的全控型电力电子器件组成逆变电路时,先假定器件的开与 关均无延时,于是可将要求变频器输出三相SPWM波的问题转化为如何获得 与其形状相同的三相SPWM控制信号问题,用这些信号作为变频器中各电力 电子器件的基极(栅极)驱动信号。原始的SPWM是由模拟控制实现的。图2- 10是SPWM变压变频器的模拟控制电路框图。三相对称的参考正弦电压调制 信号La、Lb、Lc由参考信号发生器提供,其频率和幅值都可调。三角载波 信号由三角波发生器提供,各相共用。它分别与每相调制信号进行比拟,给 出正”的饱和输出
21、或零输出,产生SPWM脉冲波序列uda、11曲、 a比 ,作为变压变频器功率开关器件的驱动信号。SPWM的模拟控制现在已 很少应用,但它的原理仍是其它控制方法的基础28-35。参考 信号 发生 器驱动VTrVT6三角波发 生器2-7 SPWM变压变频器的模拟控制电路目前常用的SPWM控制方法是数字控制。可以采用微机存储预先计算好 的SPWM波形数据表格,控制时根据指令调出;或者通过软件实时生成 SPWM波形;也可以采用大规模集成电路专用芯片中产生的SPWM信号。下 面列出几种常用的方法:1、自然采样法完全按照模拟控制的方法,计算正弦调制波与三角载波的交点,从而求出 相应的脉宽和脉冲间歇时刻,生
22、成SPWM波形,称为自然采样法,如图2-8 所示。在图中截取了任意一段正弦调制波与三角载波的相交情况。交点a是发 出脉冲的时刻,b点是结束脉冲的时刻。图2-8 SPWM变压变频器的模拟控 制电路I为三角载波的周期;为在I时间段内在脉冲发生以前(即a点以前)的 间歇时间;tZ为ab之间的脉宽时间;为在I时间段以内b点以后的间歇时 间。显然 M G。图2-8生成SPWM波形的自然采样法本设计是基于单片机STC而设计的正弦波逆变电源。额定输入电压为12V 的直流电,输出为50HZ/220V的交流电。额定输出功率为300Wo设计了全 方位的保护电路。包含了可以根据温度来控制散热风扇的开启。实现了输入低
23、 压、过压的关断功能。当输入的电压过低时,停止逆变,可以防止损坏蓄电 池,当输入的电压过高时,停止逆变,可以防止损坏芯片。拥有输入防反接功 能,当输入正负极接错时,关断输入与后级电路的连接,不会烧坏芯片或蓄电 池。采用了一个液晶屏来显示输出的电压,输出频率等信息。采用了两个发光 二极管来指示工作状态。采用了一个蜂鸣器,当产生错误时,发出蜂鸣报警。 输出的交流电为标准的正弦波,而不是方波或修正波,可以实现更宽范围的带 负载能力。根据测试,转换效率在85%以上,输出稳定,到达了良好的实验效 果。关键词:单片机 逆变电源 正弦波 反接保护假设以单位1代表三角载波的幅值Um ,那么正弦调制波的幅值h就
24、表示调制 度m ,正弦调制波可写作u = msinW|te。式中,W1是调制频率,也就是变压变 频器的输出频率,由于a、b两点对三角载波的中心线并不对称,须把脉宽时 间t2分成t2和t2”两局部(见图2-8)0按相似直角三角形的几何关系,可知2 = l + MsinWtA(2-6)T /2-t?V乙(2-7)(2-7)2 _ 1 + Msin WjtBV2- t/经整理得(2-T Mt2 = t2 f+12 n = 1 + y (sin w,tA + sin w1tB) 这是一个超越方程,其中ta、tb与载波比n、调制度m都有关系,求解困 难,而且t尸t3,分别计算更增加了困难。因此,自然采样
25、法虽能确切反映正弦 脉宽调制的原始方法,计算结果正确,却不适于微机实时控制。2、规那么采样法自然采样法的关键问题是,SPWM波形每一个脉冲的起始和终了时刻和 口对三角波的中心线不对称,因而求解困难。工程上实用的方法要求算法简 单,只要误差不大,允许作一些近似处理。这样就提出了各种规那么采样法。规 那么采样法的出发点是设法在三角载波的特定时刻处确定正弦调制波的采样电压 值,使脉冲的起始和终了时刻对称,这样就比拟容易计算求出对应于每一个 SPWM波的采样时刻。图2-9所示是一种规那么采样法,以三角载波的负峰值 作为采样时刻,对应的采样电压为线。在三角载波上由气水平线截得a、b两 点,以此确定了脉宽
26、时间t2。由于在两个三角载波波形正峰值之间的时刻即为 % ,因此a点、b点与载波各正峰值的间隔时间分别为匕和卜,且,而相应 的SPWM波形相对于的中间时刻(载波负峰值对应的时刻)对称,这就大大简 化了计算。需要指出的是,上述规那么采样法所得SPWM波形的起始时刻、终 了时刻以及脉宽大小都不如自然采样法准确,脉冲起始时刻a点比自然采样法 提前了,终了时刻b点也提前了,虽然两者提前的时间不尽相同,但终究相互 之间有了一些补偿,对脉冲宽度的影响不大,所造成的误差是工程上能够允许 的,毕竟规那么采样法的算法简单多了。由图2-9可以看出,规那么采样法的实质 是用阶梯波来代替正弦波(图中粗实线所示),从而
27、简化了算法。只要载波比足 够大,不同的阶梯波都很逼近正弦波,所造成的误差可以忽略不计bi?2-9生成SPWM波的一种规那么采样法在规那么采样法中,三角载波每个周期的采样时刻都是确定的,都在负峰值 处,不必作图就可计算出相应时刻的正弦波值。例如采样值应依次为 msinw/e , msinw,te+ tc/msinWte+2tc , 因而脉宽时间和间歇时间都可以 很容易计算出来。由图2-12可得规那么采样法的计算公式:脉宽时间T(2-9)t2 = (1 + Msin w,tc) 2r间歇时间3=J(t2)(2-10)实用的变频器多是三相的,因此还应形成三相的SPWM波形。三相正弦 调制波在时间上互
28、差2兀/3 ,而三角载波是共用的,这样就可在同一个三角载 波周期内获得图2-10所示的三相SPWM脉冲波形。在图中,每相的脉宽时间 %、匕和L都可计算,求三相脉宽时间的总和时,等式右边第一项相同,加起 来是其三倍,第二项之和那么为零,因此:3taz+j+Ll(2-11)UAUAAB2-10三相SPWM波形的生成三相间歇时间总和为3(2-12)(2-12)(2-kl +tbl +tcl + ta3 + 43 + tc3= 31 - (ta2 + 42 + %2)=不脉冲两侧的间歇时间相等,所以3tai + 必 + * = ta3 + *3 += /式中,下角标a、b、c分别表示a、b、c三相。在
29、数字控制中,一般可以 离线,先在计算机上算出不同四与m时的脉宽时间t2或Tc/2*MsinwL后写入 EPROM ,然后由调速系统的微机通过查表和加减法运算求出各相脉宽时间和间歇时间,这就是查表法。也可以在内存中存储正弦函数和2的值,控制出对应的1/2值,与时,先取出正弦值与调速系统所需的调制度m作乘法运算,再根据给定的载波Msin we作乘法运算,然后运用加、减、移位即可算出脉宽时间t2和间歇时间k t3,此即实时计算法。按查表法或实时计算法所得的脉冲数据都送入定时器,利用定时中断向接口电路送出相应的高、低电 平,以实时产生SPWM波形的一系列脉冲。对于开环控制系统,在某一给定 转速下其调制
30、度m与频率叫都有确定值,所以宜采用查表法。对于闭环控制 的调速系统,在系统运行中调制度m值须随时被反响控制调节,所以用实时计 算法更为宜3%2.3 小结本章首先介绍了逆变电路的原理,逆变电路主要包括有半桥逆变电路,全 桥逆变电路以及带中心抽头变压器的逆变电路,本设计采用全桥逆变电路设 计,全桥逆变电路可以看成是两个半桥电路的组合,其由四个全控型器件组 成,开关器件1和4 一对,2和3另一对,成对桥臂同时导通,交替各导通 180。其比半桥电路的U。幅值高出一倍,Um=Ud。i。波形相同,幅值增加一 倍。接下来又研究了换流方式,换流方式有四种分别是器件换流,电网换流, 负载换流,强迫换流。适当的门
31、极驱动信号就可使其开通称为开通,全控型器 件可通过门极关断。半控型器件晶闸管,必须利用外部条件才能关断,一般在 晶闸管电流过零后施加一定时间反压,才能关断。研究换流方式主要是研究如 何使器件关断。接着又介绍了 SPWM的产生原理以及生成方法,共有两种,分别是自然 采样法和规那么采样法,并且详细比拟了两种采样方法的优缺点。自然采样法虽 然生成的SPWM波形更接近正弦波,但是因为要求解超越方程,从而导致计 算十分困难,而规那么采样法在效果上和自然采样法所得SPWM相差不多,并 且计算简单,所以在工程应用中大多采用后者。第三章硬件设计本设计是基于单片机的正弦波输出逆变电源,根据实现功能和逆变电源的
32、转换流程。系统的硬件可分为几大模块:主控制器,DC-DC驱动模块,DC- AC模块,保护模块,显示模块口6。系统的硬件结构框图如下列图所示。3-1逆变电源系统框图主控制器采用单片机STC12C5410ADo主要实现的功能是根据反响输出 电压、电流从而在液晶显示上显示。通过系统自带PCA模块,来比照寄存器 的值,采用模拟脉宽调制法,控制端口输出正弦调制波即产生SPWM驱动。DC-DC驱动模块是利用经过PWM调制波将直流低压变为高频的方波。输出的高频方波经过整流滤波后转换为400V左右的直流电,给整个逆变电源 提供足够的功率。DC-AC模块利用主控制器产生的SPWM纯粹弦波调制到DC-DC电路产生
33、的400V直流上,最终将这个直流电转换成220V , 50Hz的交流电。保护模块主要有温度控制、输出保护、输入保护等。实现的功能包括根据 采集到的温度控制散热风扇。如果输入电压过低,表示蓄电池电量缺乏,停止 转换,保护蓄电池。当输入电压过高时,切断输入,防止烧坏芯片。当输入正 负接反时,切断电源输入,保护后级电路。输出短路时,自动停止逆变转换。 当短路恢复后,自动恢复逆变转换。负载功率过高时,停止逆变转换。显示与告警模块有三局部。一是液晶显示屏,二是发光二极管,三是蜂鸣 器。液晶屏可以显示输出的电压,电流,频率等信息。发光二极管用于指示电 源的工作状态,保护状态的提示等。蜂鸣器是当发生短路、过
34、载、输入过低或 过高时发出蜂鸣声告知用户。3.1 主控制器本次设计采用的主控制器是单片机STC12C5410ADo STC12C5410AD是 宏晶公司生产的单时钟单片机,指令与8051系列完全兼容,但速度却快了近 10倍。拥有10K的程序存储空间和512B的数据存储空间。拥有高速运算、 超低功耗、超强抗干扰的性能。每个I。口、电源引脚、晶振引脚、复位引脚 都经过特殊的处理,对VCC和GND加入了二极管箝位保护,可以有效的防止 干扰经过这些接口进入到单片机内部。自带看门狗电路,无需外置看门狗芯 片,减小系统的体积和本钱。内部集成了复位专用的MAX810电路,使得复 位电路的设计更加方便。集成了
35、 4路可编程的PWM模块电路,使得通过编程 来产生SPWM波形,最终调制出50Hz的交流电。集成了 8路的高速10位 AD转换模块,利用这些模块可以转换出反响的交流电压和电流。单片机最小 系统如图3-2示【37-38。3-2单片机最小系统3.2 DC-DC模块的设计该模块的作用是将输入的12V低压直流电经过高频PWM脉冲调制,控制 开关管的关断与闭合,输出一个低压的交流电。将该电压输入到高频变压器的 低压端,变压器的高压端输出一个400V左右的交流电。将该电压经过整流后 输出一个400V左右的高压直流电,然后将该电压供给下一级使用。根据该模 块的功能,可以将该模块分为三个局部来设计。第一局部是
36、调制PWM脉冲的 产生。第二局部是变压器的设计。第三局部是输出电压的整流。3.2.1 PWM脉冲产生电路本次设计PWM脉冲产生采用的芯片是定频PWM芯片SG3525。芯片的1脚为反相输入端,2脚为同相的输入端,这两个管脚连接的是芯片内直流开环增益为70db的两级差分误差放大器。芯片的5脚、6脚、7脚内的电路组成了 SG3525内部振荡器。这三个引脚内部的比拟器和电容充放电电路加上外接的电阻电容电路便可组成振荡器。 芯片的3脚为振荡器的外部同步输入端。5脚外接电容j ,6脚外接电阻R-(3-1)振荡器的频率的计算公式如下:CT(0.7RT+3Rd)振荡器产生的输出分为两路,一路送入双稳态触发器,
37、输出方式为时钟脉 冲的形式;另一路送至入比拟器的同相输入端,输入方式为以锯齿波的形式。 误差放大器输出的数据送入比拟器的反相输入端。比拟器根据输入的锯齿波和 误差放大器的输出进行比拟。输出一个方波,该方波的宽度随着误差放大器的 输出电压高低而改变。该方波脉冲送入或非门其中一个输入端,另两个输入端为双稳态触发器和振荡锯齿波。双稳态触发器是两个输出互补的波形,高低电平交替输出。产生的PWM脉冲送至晶闸管VT1、VT2的基极。锯齿波可以保证V1和VT?不会同时导通,控制了死区时间。V1和VT2输出PWM波,其相 位差180o芯片9脚和1脚之间需要连接反响补偿网络使输出的波形更加正确。由于 PWM产生
38、电路属于高频电路,与后级电路存在相互干扰的可能性。因此将 PWM产生电路单独设计,通过插接方式来连接39。设计的局部电路如图3-3 所示。3.2.2变压器的设计高频变压器作为逆变电源DC-DC模块中的核心器件,它的主要参数和性 能指标直接决定整个逆变电源的优劣。高频变压器磁化特性曲线工作在第一和 第三象限。磁通变化范围较大,可以从到+BQ因此,它属于对称式变压 器。本次设计采用的E55铁氧体磁芯变压器。关于变压器的参数计算,主要有 以下几项。Q)功率容量EE55的铁心柱截面积A,为3.515平方厘米。窗口面积Aq为3.9平方厘米。功率容量的计算为Ap=Ae*Aq=13.7。(3-(3-(2)原
39、边绕组匝数的计算公式:Np =(V,/2)*10/(4*f*Bn/Ae) = (310/2)*10/(4*80000*0.15*3.5) = 10.1%取整数10匝。(3)副边绕组匝数根据原副边绕组匝数比公式Np/Ns=Vin*M1n/(2XVop)可以计算出原副边绕组的匝数比为1 : 6。那么副边绕组的匝数为60匝。绕制步骤先绕1/2次级绕组(高压局部)使用高温胶带在磁芯的骨架上粘一圈,可 以防止导线打滑。用一根0.93线绕30圈左右,可以绕一层为准。采用高温胶 带将次级绕组的外面包三层。(2)初级绕组(低压局部)低压绕组分两层。绕制示意图如图3-4所示。先用5根0.93线绕两圈,如图中红色
40、。线中间留空隙。在空隙处用另5 根线绕两圈,如蓝线。两根线的长度约37厘米。采用同样方法,绕第二层。 两层中间采用高温胶带隔离。相当于10匝。(3)另外1/2的次级绕组按照步骤1的方法,采用同样的绕向绕完剩下的1/20采用高温胶带包三 层左右。(4)焊接引线绕组绕完后,将留出的线头,采用焊接在骨架上。并将线头去漆上锡。3.2.3输出整流电路的设计输出整流采用的是快速二极管SBYV26C组成的桥式整流电路。输出经过 一个100uf/400V的电容滤波处理。经过滤波后输出一个400V的直流电。供 给下一级使用。PWM产生电路产生的两路PWM波P1和P2后,经过开关管的调制为交 流电后,经过高频变压
41、器,输出高频高压,经过四个二极管来整流。设计的电 路如图3-6所示a。图3-5 DC-DC输出电路原理图3.3 DC-AC模块的设计逆变电源实现的主要功能便是直流到交流的转换,而该模块实现的主要功 能便是直流到交流的转换。因此,该模块是整个系统中最重要的组成局部,是 整个逆变电源的灵魂,起主导地位。逆变电源的性能很大程序取决于该模块的 性能。该模块的转换原理是将DC-DC模块得到的400V直流电通过SPWM波 形调制成220V/50HZ的交流电。然后通过LC滤波电路滤除其它杂波,使输出 波形更加完美。因此,该模块电路可以分为三局部。第一局部是驱动单片机产 生的SPWM波形。第二局部是将接在40
42、0V直流电的开关管按SPWM波形闭 合与断开。第三局部是对开关管的输出的波形进行滤波。详细介绍如下HU。3.3.1 SPWM波驱动隔离的设计单片机直接输出的功率较小,而且容易受到后级功率型开关器件的干扰, 从而引发灾难性的后果。因此,两局部电路的连接需要采用隔离驱动的方式。 常用隔离驱动有两种方式,一种是光电隔离,一种是电磁驱动。光电隔离采用 的主要器件为光耦。光耦的优点是体积小,结构简单,缺点是传输速度较慢。电磁隔离常用的器件是脉冲变压器。它的优点是响应的速度快,比光电隔离拥 有较强的共模抑制比。但缺点是体积大,加工复杂,对传输信号有一定的要 求。比方占空比不能超过50% ,能传输的信号最小
43、宽度较小。本次设计采用的 是IR2110S作为驱动器件。IR2110S是美国IR公司生产的封装为SO16的芯 片,兼有体积小和速度快两个优点。IR2110s采用闩锁和HVIC的CMOS制 造工艺的贴片封装,具有很强的抗干扰能力。低端和高端输入通道相互独立, 互不干扰。悬浮电源采用的是自举电路,可以实现高端工作电压在500Vo逻 辑电源电压范围在5到15V ,因此可以与单片机的TTL电平匹配。最高工作频 率可以500KHz。开通、关断的延迟只有120ns和94ns。IR2110S的管脚如表3-1所示引脚名称功能1LO低端输出2CO M公共端3VCC电源电压4NC无效端5NC无效端6Vs电源偏移电
44、压7VB电源电压8HO输出引脚名称功能9NC无效端10NC无效端11VDD逻辑电源电压12HIN逻辑高端输入13SD关断14LIN逻辑低端输入15Vss逻辑地16NC无效端根据芯片的结构和管脚设计的电路原理图如图3-7所示。图3-6驱动隔离原理图Design of vehicle mounted inverterAbstractThe design is based on STC microcontroller designed for pure sine wave inverter. Rated input voltage of 12V DC, output is 50Hz, 220V AC
45、. Rated output power of 300W. Designed a full range of protection circuits. Can be included to control the temperature on the cooling fan. Achieve a input voltage, overvoltage shutdown function. When the input voltage is too low, the inverter is stopped, to prevent damage to the battery, when the in
46、put voltage is too high, the inverter is stopped to prevent damage to the chip. Has the input anti-reverse function when the input is negative then the wrong time, and after the shutdown input stage circuit connections will not burn chips or batteries. Uses a liquid crystal screen to display the out
47、put voltage, output frequency and other information. Uses two light emitting diodes to indicate the operating status. Uses a buzzer when an error occurs, the alarm beeps. The standard AC output sine wave, rather than a square wave or modified wave, a wider range can be achieved with a load capacity. According to the test, the conversion efficiency of more than 85%z stable output, to achieve a good experimental results.Keywords: MCU Inverter Sine wave reverse polarity protection单片机输出的四路SPWM波输入到IR2110S的HIN和LINO C23、 C24、C30和C31为芯片电源的滤波电容
限制150内