振幅调制解调及混频概要.pptx
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1、16.1 振幅调制 6.1.1振幅调制信号分析1.调幅波的分析1)表示式及波形设载波电压为调制电压为高频振荡信号的振幅随调制信号规律变化通常c第1页/共113页2振幅调制信号振幅Um(t)为Um(t)=UC+UC(t)=UC+kaUcost=UC(1+mcost)m称为调幅度(调制度)ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称为调制灵敏度。调幅信号的表达式uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct第2页/共113页3图61AM调制过程中的信号波形uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct第3页/共113页4调制信号是一连续频谱信号f(t)时,
2、可用下式来描述调幅波:f(t)是均值为零的归一化调制信号,|f(t)|max=1。若将调制信号分解为则调幅波表示式为第4页/共113页5图62实际调制信号的调幅波形图63AM信号的产生原理图第5页/共113页62)调幅波的频谱将式uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct展开,得第6页/共113页7图64单音调制时已调波的频谱(a)调制信号频谱(b)载波信号频谱(c)AM信号频谱下边带上边带带宽BW=2F第7页/共113页8图65语音信号及已调信号频谱(a)语音频谱(b)已调信号频谱带宽BW=2Fmax第8页/共113页93)调幅波的功率在负载电阻RL上消耗的载波功率
3、为在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为第9页/共113页10由此可见,P是调制信号的函数,是随时间变化的。上、下边频的平均功率均为AM信号的平均功率AM波的平均功率为载波功率与两个边带功率之和。而两个边频功率与载波功率的比值为:边频功率载波功率第10页/共113页11同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为第11页/共113页122.双边带信号在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为在单一正弦信号u=Ucost调制时,第12页/共113页13图66DSB信号波形过零点反相DS
4、B信号频谱抑制载波第13页/共113页143.单边带信号单边带(SSB)信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成。单频调制时,uDSB(t)=kuUcostuC(t)。当取上边带时取下边带时第14页/共113页15图67单音调制的SSB信号波形图68单边带调制时的频谱搬移第15页/共113页16设双音频振幅相等,即且21,则可以写成下式:受u调制的双边带信号为取上边带,则第16页/共113页17图69双音调制时SSB信号的波形和频谱进一步展开第17页/共113页18由式利用三角公式,可得 上边带:uSSB(t)=Ucostcosct-Usintsinct
5、和下边带:uSSB(t)=Ucostcosct+Usintsinct这是SSB信号的另一种表达式,由此可以推出u(t)=f(t),即一般情况下的SSB信号表达式第18页/共113页19由于sgn()是符号函数,可得的傅里叶变换图610希尔伯特变换网络及其传递函数对的各频率分量均相移就可以得到第19页/共113页20图611语音调制的SSB信号频谱(a)DSB频谱(b)上边带频谱(c)下边带频谱SSB方式功率利用率高,且max,频带宽度为AM或DSB的一半。第20页/共113页216.1.2振幅调制电路1.AM调制电路1)高电平调制高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中进行的。
6、通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅。图612集电极调幅电路第21页/共113页22图613集电极调幅的波形集电极电压与Ic1有近似线性关系集电极电压随调制信号u变化工作在过压区电流双峰凹陷,高度受集电极调制信号控制负载有滤波选频作用第22页/共113页23图614基极调幅电路第23页/共113页24图615基极调幅的波形欠压区Ic1与Eb成近似线性第24页/共113页252)低电平调制(1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生。UCU,流过二极管的电流iD为图616单二极管调制电路及频谱第25页/共113页26(2)利用模
7、拟乘法器产生普通调幅波。双差分对的差动输出电流可近似为uA足够小时:uA足够大时:uA加载波,u加调制信号,输出端接中心频率为载波频率的带通滤波器,即可双边带调幅;uA为恢复载波,u加输入信号,输出端接低通滤波器,即可同步检波;uA为本振信号,u加输入信号,输出接中频滤波器,即可混频。双差分对电路非常适合作为频谱搬移电路:第26页/共113页27第27页/共113页28MC1596的内部电路第28页/共113页29图618利用模拟乘法器产生AM信号第29页/共113页302.DSB调制电路1)二极管调制电路单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生
8、DSB信号。第30页/共113页31iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量,若输出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为第31页/共113页32图620二极管平衡调制器波形图619二极管平衡调制电路第32页/共113页33图621平衡调制器的一种实际线路1第33页/共113页34图622双平衡调制器电路及波形为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。iL2第34页/共113页353.SSB调制电路根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种。1)滤波法图626是采用滤波法产生SSB的发射机框图。图626滤
9、波法产生SSB信号的框图第35页/共113页36图627理想边带滤波器的衰减特性第36页/共113页37BACD2)移相法利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以抵消一个边带。移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必须满足下列两个条件:(1)两个调制器输出的振幅应完全相同;(2)移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的2相移。图628移相法SSB信号调制器第37页/共113页386.2 调幅信号的解调 6.2.1调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关
10、系,因此包络检波只适用于AM波。图630包络检波的原理框图第38页/共113页39图631同步解调器的框图同步检波又可以分为乘积型和叠加型两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。图632同步检波器(a)乘积型(b)叠加型第39页/共113页406.2.2二极管峰值包络检波器1原理电路及工作原理式中,c为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频I为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为第40页/共113页41图633二极管峰值包络检波器(a)原理电路(b)二极管导通(c)二极管截止图634加入等幅波时检波器的工作过程(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替
11、重复过程。(2)二极管负极永远处于正的较高的电位,输出电压接近于高频正弦波的峰值,即UoUm。(3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。6.2.2二极管峰值包络检波器1原理电路及工作原理第41页/共113页42图635检波器稳态时的电流电压波形第42页/共113页43图636输入为AM信号时检波器的输出波形图图637输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形第43页/共113页44图638包络检波器的输出电路2性能分析1)传输系数Kd检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um
12、,输出直流电压为Uo,则Kd定义为第44页/共113页45由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图635有:式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0为第45页/共113页46式中,0()、1()为电流分解系数。由式(643(a)和图635可得基频分量为第46页/共113页47由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角的函数,求出后,就可得Kd。由式(646)Uo=I0R,有(649)等式两边各除以cos,可得
13、(650)当gDR很大时,如gDR50时,tan-3/3,代入式(6-50),有(651)第47页/共113页48图639KdgDR关系曲线图图640滤波电路对Kd的影响第48页/共113页492)输入电阻Ri检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图641所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即(652)输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。由式(647),有(653)第49页/共113页50图641检波器的输入阻抗第50页/共113页51当gDR50时,很小,sin-3/6,cos1-2/2,代入上式,可得
14、第51页/共113页523检波器的失真1)惰性失真在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。图642惰性失真的波形第52页/共113页53为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即(655)如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络的变化速度为(656)第53页/共113页54二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcost)。从t1时刻开始通过R放电的速度为将式(656)和式(657)代入式(655),可得第54页/共113页55实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降
15、速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax1。故令dadt1=0,得代入式(658),得出不失真条件如下:(659)(660)(661)第55页/共113页56图643底部切削失真第56页/共113页572)底部切削失真底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图643(c)所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。因为Cg较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值UC,可以把它看作一直流电源。它在电阻R和Rg上产生分压。在电阻R上的压降为(662)第57页/共113页58调幅波的最小幅度为UC(1-m),由图643可以看
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